我们知道，数字信号在时域上是呈离散性的且都只有两种状态1和0，在短距离传送时（100米以下）可采用基带传输，当要进行远距离传输时就要采取载波传输方式了。载波传输系统是把数字信号调制到载波上再送入传输信道中，它同基带传送心痛仅是在数字信号的输出端增加一个调制器，在数字输入口前增加一个解调器而其它部分则完全相同。
一、基带传输系统
    在数字通信系统中，信道编码器输出的代码还需经过码型变换，变为适于传输的码型。常用的基带传输码主要有以下几种：1、双极性不归零码；2、单极性不归零码；3、双极性归零码；4、单极性归零码；5、曼彻撕特码。这里的所谓双极性是指用正脉冲和负脉冲分别代表数字信号1和0；所谓单极性是指用正脉冲和零分别代表数字信号1和0；所谓不归零是代表第一个码元的脉冲过后紧接着是代表第二个码元的脉冲，两者之间没有时间间隔，即所谓归零。曼彻撕特码是以半个符号宽的先正后负（1、0）的脉冲代表数字信号1，而以半个符号的先负后正的脉冲（0、1）代表数字信号0，如图D-1所示。双极性不归零码中，如果0和1出现的概率相同，正负电压正好抵消无直流分量，因而对传输有利且有较强的抗干扰能力。
    在基带传送系统中，通常采用多路复用技术，多路复用是将来自不同信息源的各路信息按某种方式合并为一路，通过同一信道传送给接收端，接收端再按相应方式分离出各路信号送给不同的用户。多路复用的方式有：1、频分复用；2、时分复用；3、码分复用；4、波分复用；5、时间压缩复用等。在数字通信中则更多地使用时分复用技术，所谓时分复用是将各路信号利用同一信道的不同时隙来进行通信，因为时分复用传输时各路信号不在同一时间上传送，不容易产生交调和互调失真，所以时分复用系统的非线性失真指标要求不高。
    在时分复用系统中要使用两个主要器件：一是复接器，它的功能是把几路信号按时分复用的原理合成为一个合路数字信号。另一个是分接器，它与复接器功能相反，是把合路信号还原为几个支路的数字信号。把复接器和分接器装在一起称为数字复接设备。数字复接必须解决两个问题：一个是同步，一个是复接。同步由定时系统和码速调节单元组成，定时系统的内部时钟给复接器提供时间基准信号，码速调整单元是把码速不同的各支路调整成与复接器定时信号完成同步的数字信号，复接则是完成复接任务，把各支路信号汇接成一路信号。
    数字基带信号都是矩形波，由于矩形波脉冲包含有丰富的谐波分量，所以在有限的信道带宽中，传输时必会产生失真，为此会引起较大的误码率。又由于每个码元所产生的谐波在时域上是相互交叠的，所以就产生了码间干扰，好在码元波形是按一定间隔发出的，只要在特定时刻的波形幅值没有失真，即使其他部分失真很大对码元的再生判决也无影响。
二、数字信号的载波传送
    当数字信号要进行较长距离的传送时，就要采用载波传送的方式了。数字信号的载波传送与基带传送的主要区别就是增加了调制与解调的环节，是在复接器后增加了一个调制器，在分接器前增加一个解调器而已。
数字信号只有几个离散值，这就象用数字信号去控制开关选择具有不同参量的振荡一样，为此把数字信号的调制方式称为键控。调制方式有幅度键控（ASK）；有频移键控（FSK）；有相移键控（PSK）。
1、幅度键控（ASK）
    幅度键控可以通过乘法器和开关电路来实现。载波在数字信号1或0的控制下通或断，在信号为1的状态载波接通，此时传输信道上有载波出现；在信号为0的状态下，载波被关断，此时传输信道上无载波传送。那么在接收端我们就可以根据载波的有无还原出数字信号的1和0。对于二进制幅度键控信号的频带宽度为二进制基带信号宽度的两倍，波形如图D-2。
2、频移键控（FSK）
    频移键控是利用两个不同频率F1和F2的振荡源来代表信号1和0，其波形如图D-3所示，用数字信号的1和0去控制两个独立的振荡源交替输出。对二进制的频移键控调制方式，其有效带宽为B=2xF+2Fb,xF是二进制基带信号的带宽也是FSK信号的最大频偏，由于数字信号的带宽即Fb值大，所以二进制频移键控的信号带宽B较大，频带利用率小。
3、相移键控（PSK）
    在相移键控中，在波相位受数字基带信号的控制，如在二进制基带信号中为0时，载波相位为0，为1时载波相位为π,载波相位和基带信号有一一对应的关系，其波形如图D-4。
三、多进制数字调制
    上面所讨论的都是在二进制数字基带信号的情况，在实际应用中，我们常常用一种称为多进制（如4进制，8进制，16进制等）的基带信号。多进制数字调制载波参数有M种不同的取值，多进制数字调制比二进制数字调制有两个突出的优点：一是有于多进制数字信号含有更多的信息使频带利用率更高；二是在相同的信息速率下持续时间长，可以提高码元的能量，从而减小由于信道特性引起的码间干扰。由于遍幅的关系，这里只讨论用得最多的一种调制方式：多进制相移键控（MPSK）。
    多进制相移键控又称为多相制，因为基带信号有M种不同的状态，所以它的载波相位有M种不同的取值，这些取值一般为等间隔。在多相制移键控有绝对移相和相对移相两种，实际中大多采用四相绝对移相键控（4PSK，有称QPSK），四相制的相位有0、π/2、π、3π/2四种，分别对应四种状态11、01、00、10。QPSK信号可表示为I(t)COS2πft-Q(t)SIN2πfct，其中第一项是同相分量，第二项称为正交分量，所以QPSK又称为正交相移键控调制。
   从上可知，QPSK的频带利用率是相应二进制数字调制的2倍，但这是以牺牲功率利用率为代价的。因为随着进制的增加各码元之间的距离减小，不利于信号的恢复，特别是受到噪声和干扰时误码率会随之增大。为解决这个问题，我们不得不提高信号功率（即提高信号的信噪比来避免误码率的增大），这就使功率利用率降低了。为此能否有一种方法使频带利用率增加各码元之间的距离又不太小呢？这就引入了一种称为QAM（正交幅度调制）。QAM的特点是各码元之间不仅幅度不同，相位也不同，属于幅度与相位相结合的调制方式，在QPSK中各码元的幅度相同只是相位不同，所以其平均功率较高，QAM由于各码元的幅度不同，所以平均功率较小。因此在平均功率相同的情况下，QAM各码元的电平取值可高于QPSK各码元的取值，从而使信噪比得而提高。思维稿

    天线的发射基本原理是：电以接近光的速度在导体中传播，当遇到导体中的不连续点时，它就会被反射回信号源。如果电流是交变的，并且反射电流在恰当的时刻返回原点或馈电点，那么电流就会受到后面各周期的强化，从而只需要很小的能量就可维持天线内的驻波。即由于驻波的存在使天线处于谐振状态。从而向空间发射电波。在谐振状态下，电压在电流为最大值的中点（振子的中点）是很少，在两端却有极大值，欧姆定律适用于天线，在中点由于电流大，电压低，所以电阻较小，在两端情形恰好相反，因而阻抗较高。
一、四分之一波长天线
    图TX-1是这种天线的结构图，这是一种平面接地天线，此天线由一根垂直受激励的1/4波长振子组成，振子与一个人工地面有关系，人工地面由四根水平放置的，而且在电气上是接地的辐射棒组成，辐射棒与地面的夹角不同，天线所呈现的阻抗也不相同，如，与地平面平行时阻抗为34欧；与地平面为45度时，阻抗为50欧。
二、加载天线
    根据传输线的理论，1/4波长的开路线相当于一个串联谐振电路，所以其整个负载是呈纯电阻性的，在有些场合，由于环境的因素，天线的长度往往受到限制，所以出现了加载天线。根据传输线的理论，长度小于1/4波长的倍数的天线其阻抗呈容性，这时天线不产生谐振，为此我们可以在天线上加一个电感来与天线平衡，从而使天线发生谐振，我们称这种天线为加载天线。如图TX-2是三种加载方式的天线。
    A为底部加载天线，这种天线的优点是机械性能较好，缺点是这种加载方式的辐射电阻很低，而且由于大多数能量从加载线圈辐射出来的，因此其辐射效率较低。
    C是顶部加载天线，因其机械性能差，所以在实际中很小应用到。
    B为中部加载天线，这种天线尽管其辐射电阻仍较低，但沿着天线的电流分布较均匀，辐射效率较高所以被广泛使用。思维稿

    目前，有线电视事业正在高速发展，CATV网将从传统的单向的单一（只传输电视信号），向双向交互式多功能方向发展（INTERNET、VOd、
数据交换，数字电视、数字广播等），网络结构由过去的单一电缆网变成光纤电缆混合网（HFC），其发展的核心是由单向网变成双向传输网。既然是双向传输网，就存在一个反向回传问题，在双向CATV系统中最突出的问题就是反向传输通道的噪声积累问题，即所谓“漏斗效应”。
一、噪声的产生
    通常反向通道传输的是数据信号，传输的主要技术指标是误码率，而HFC电缆分配网是由分支分配器组成的，传输通道被大量用户共享使其处于一个复杂的电磁波的环境中，短波广播、家用电器干扰、工业电器的干扰、自然雷电干扰等，整个有线电视网犹如一张巨大的网状天线，各种干扰通过用户端口、电缆本身等渠道进入通道中，经回传放大器形成“漏斗效应”使回传通道载噪比恶化，从而使误码率大增。
二、抑制回传通道噪声的措施
    1、提高同轴电缆分配网络的屏蔽能力，防止干扰从电缆侵入，用户的终端盒、分支分配器均要选用有良好屏蔽功能和隔离度较高的产品。另外，同轴电缆网要有良好的接地系统，接地电阻应小于8欧姆。
    2、精心设计电缆分配网，减少外干扰的侵入。对于有线电视系统正向传输的设计我们以前比较熟悉，但对于反向通道的设计我们可能还比较默生，下面就谈谈反向通道设计要考虑的问题。
    a、信号传输系统正向和反向传输损耗的差异。
    从用户终端设备到前端之间会随着时间、温度和地点而有所不同，其中大部分是沿回传方向各个分支、分配器端口到放大器之间的电缆损耗，由于分支、分配器都是为正向传输提供适合的电平，在回传的情况下，信号的电平将各不相同，而正反向传输通道的电平存在着较大的差异，现以一个分配放大器的一条支路为例加以说明，见图一：
在正向通道设计是按最高工作频率选择各分支器，使得信号在各分支器输出端口电平一致，这样使每一支口到达用户家中有一个合适的电平，然而，回传路径损耗将出现较大的差异，表一所列的数据是它的一个很好说明。

表2 分支端口编号	T1	T2	T3	T4	T1到T4
750MH分支端口总损耗	27db	26db	27db	28db	1db
40MHZ分支端口总损耗	27db	26.8db	27db	28.8db	1.8db

由表二中可知，均衡器大大地减少了反向通道的损耗差别，做到分支器端口的归一化路径损耗，另一好处是降低了进入电缆系统的总汇聚噪声。在不加入均衡(设干扰电平为20dBmv),第一个分支口进入的干扰强度为-7dBmv,最后一个分支口进入的干扰为10.7dBmv；使用均衡之后，所有端口的电平变成了-7dBmv左右，这样使得整个系统的载噪比得以改善。
    B、每HZ固定功率法：满负荷的回传系统由很多信道组成，每一信道所占的带宽和调制方式（QPSK、SQAM等）等都可能不同，那么如何为每个信道分配合适的电平呢？由于回传光发射机的激光器输入电平有严格的限制，当电平超过其最大允许输入电平时，激光器会出现削波现象而使信号严重失真。首先我们要分析激光器到底可以加上多大的射频功率，然后将总功率按每信道占用的带宽（总带宽是35MHZ）的多少来分配给各信道。在这里可采用一种每HZ固定功率的分配方法：首先把总功率从每HZ的步长平均分配到整个回传频带上（步长的数值由激光器所能接受的最高输入电平所决定，如激光器最高输入电平为45dbmV那么每HZ步长平均功率为-30DBMV。算法如下：设每HZ步长平均功率为X，X=激光机最高输入电平-10lg总带宽HZ，X=45dbmV-10lg[35*10E6]=-30.44dbmV,选-30dbmV）然后以各信道占有的带宽分配功率。例如某个信道占有带宽为1MHZ，它所分到的功率值是-30DBMV+10lg（10E6）=30DBMV，另一信道所占带宽为10KHZ，那其分配到的功率值是-30DBMV+10lg（10E4）=10DBMV。从这里我们可以看出，窄的信道汇聚噪声小同时功率也小，较宽的信道承受的汇聚噪声大但同时信号功率也强，这样就保证了各个信道之间有比较均衡的载噪比。
    3、节点分割：在前面已提过，电缆网所带的用户越多，汇聚噪声效应则越大，为此我们可用多开光节点的办法来分割电缆网所带用户。一般一个光节点带用户500户就能保证回传通道的载噪比在规定的范围内。思维稿